【圖文】CMOS求和比較器在PWM開關(guān)電源控制中的應(yīng)用-KIA MOS管
信息來源：本站 日期：2022-04-08
開關(guān)電源是利用現(xiàn)代電力電子技術(shù)，控制開關(guān)管開通和關(guān)斷的時間比率，維持穩(wěn)定輸出電壓的一種電源，開關(guān)電源一般由脈沖寬度調(diào)制（PWM）控制IC和MOSFET構(gòu)成。
開關(guān)電源和線性電源相比，二者的成本都隨著輸出功率的增加而增長，但二者增長速率各異。線性電源成本在某一輸出功率點(diǎn)上，反而高于開關(guān)電源，這一點(diǎn)稱為成本反轉(zhuǎn)點(diǎn)。
隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展和創(chuàng)新，使得開關(guān)電源技術(shù)也在不斷地創(chuàng)新，這一成本反轉(zhuǎn)點(diǎn)日益向低輸出電力端移動，這為開關(guān)電源提供了廣闊的發(fā)展空間。
開關(guān)電源體積小、重量輕、變換效率高， 因此廣泛應(yīng)用于各種電子設(shè)備中。它體積小、重量輕、功率因數(shù)高，具有較高的工作效率，但結(jié)構(gòu)過于復(fù)雜使它的應(yīng)用受到一定的限制。下面就這個問題提出一個可行的解決方法。
開關(guān)電源的工作過程相當(dāng)容易理解，在線性電源中，讓功率晶體管工作在線性模式，與線性電源不同的是，PWM開關(guān)電源是讓功率晶體管工作在導(dǎo)通和關(guān)斷的狀態(tài)，在這兩種狀態(tài)中，加在功率晶體管上的伏-安乘積是很小的（在導(dǎo)通時，電壓低，電流大；關(guān)斷時，電壓高，電流小）/功率器件上的伏安乘積就是功率半導(dǎo)體器件上所產(chǎn)生的損耗。
與線性電源相比，PWM開關(guān)電源更為有效的工作過程是通過“斬波”，即把輸入的直流電壓斬成幅值等于輸入電壓幅值的脈沖電壓來實(shí)現(xiàn)的。脈沖的占空比由開關(guān)電源的控制器來調(diào)節(jié)。
一旦輸入電壓被斬成交流方波，其幅值就可以通過變壓器來升高或降低。通過增加變壓器的二次繞組數(shù)就可以增加輸出的電壓組數(shù)。最后這些交流波形經(jīng)過整流濾波后就得到直流輸出電壓。
控制器的主要目的是保持輸出電壓穩(wěn)定，其工作過程與線性形式的控制器很類似。也就是說控制器的功能塊、電壓參考和誤差放大器，可以設(shè)計(jì)成與線性調(diào)節(jié)器相同。他們的不同之處在于，誤差放大器的輸出（誤差電壓）在驅(qū)動功率管之前要經(jīng)過一個電壓/脈沖寬度轉(zhuǎn)換單元。
開關(guān)電源有兩種主要的工作方式：正激式變換和升壓式變換。盡管它們各部分的布置差別很小，但是工作過程相差很大，在特定的應(yīng)用場合下各有優(yōu)點(diǎn)。
圖1給出了電流控制的PWM降壓變換器的基本組成。
圖1電流控制的PWM降壓變換器的基本組成
從該電路可以看出，反饋電路由兩部分組成：輸出電壓U0經(jīng)采樣電路（未畫出）得到反饋電壓Uf反饋到誤差放大器的反向端，基準(zhǔn)電壓UR加至誤差放大器同向端，構(gòu)成常規(guī)的電壓反饋，即電壓外環(huán)；由電阻RS上檢測得到的電流反饋信號US和誤差放大器的輸出Ue分別加至PWM比較器同向端和反向端，構(gòu)成了電流內(nèi)環(huán)。
PWM比較器輸出加至觸發(fā)器的R端，時鐘振蕩器從S端向鎖存器輸出一系列恒定頻率的時鐘信號。當(dāng)功率管導(dǎo)通時，隨著電流的增大電流檢測信號US也同時增大，直到同Ue電壓相等時PWM比較器輸出高電平，使鎖存器輸出轉(zhuǎn)為低電平，功率管關(guān)斷。
時鐘振蕩器輸出的穩(wěn)定時鐘信號通過鎖存器控制著三極管的通斷。由此可以看出，由于引入了電流反饋，對輸出電壓有前饋調(diào)節(jié)作用，提高了系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)，由于電感電流直接跟隨誤差電壓的變化，輸出電壓就可以很容易的得到控制。電流內(nèi)環(huán)還使開關(guān)電源變換器易于實(shí)現(xiàn)并聯(lián)運(yùn)行，有利于實(shí)現(xiàn)變換器的模塊設(shè)計(jì)。
電流控制PWM技術(shù)有很多優(yōu)點(diǎn)，如電壓調(diào)整率好；回路穩(wěn)定性好，負(fù)載響應(yīng)快；功耗小；有較好的并聯(lián)能力等等，但同時它的缺點(diǎn)也是不能忽視的：
占空比大于50%時系統(tǒng)可能出現(xiàn)不穩(wěn)定性，可能會產(chǎn)生次諧波振蕩；在電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)選擇上也有局限，在升壓型和降壓-升壓型電路中，由于儲能電感不在輸出端，存在峰值電流與平均電流的誤差。
針對這種情況，當(dāng)占空比大于50%時，一般是采用諧波補(bǔ)償?shù)姆椒▉砜朔秉c(diǎn)。但在實(shí)際應(yīng)用中，由于輸出級的電感L和電容C的存在，當(dāng)開關(guān)電源的負(fù)載發(fā)生變化時，誤差放大器必須調(diào)整自己的補(bǔ)償以使自己達(dá)到穩(wěn)定，但實(shí)際電路中大都采用集成PWM控制器件，不可能根據(jù)負(fù)載的變化及時對誤差放大器做出調(diào)整，系統(tǒng)的自適應(yīng)能力較差。
加入求和比較器的新型電流控制模式
為了解決開關(guān)電源自適應(yīng)能力差的缺陷，對原來的降壓型變換器進(jìn)行改進(jìn)，得到如圖2電路
圖2改進(jìn)的電流控制的PWM降壓變換器的基本組成
與圖1相比， 圖2中檢測電感電流的采樣電阻RS的位置發(fā)生了變化，將其從三極管的射極移到了輸出端，這樣電阻RS兩端的電壓就反映了采樣電流的大小。
與此同時，用一個CMOS求和比較器代替了原來的兩個運(yùn)算放大器，工作原理如下：U+ 、U_為諧波補(bǔ)償信號，組成一組差分信號，反饋電壓Uf和參考電壓Uref分別加至一對正負(fù)端，為一組差分信號。
只有當(dāng)U+、Uf、U1相加之和等于U_、Uref、U0之和時，求和比較器輸出高電平，鎖存器輸出低電平，三極管斷開，表明輸出電壓處于穩(wěn)定狀態(tài)；
三極管斷開后，變壓器的原邊通過續(xù)流二極管放電，變壓器副邊電流減小，因?yàn)殡娙輧啥说碾妷翰荒芡蛔儯訳0在三極管斷開的瞬間不變，U1減小，和其他五個參量共同輸入求和比較器，直到求和比較器輸出低電平，當(dāng)時鐘脈沖再次來到時鎖存器輸出高電平，三極管再次導(dǎo)通。
由此可見，控制信號的產(chǎn)生只與反饋信號（輸出電壓反饋信號和電感電流大小的反饋信號） 和獨(dú)立的諧波信號有關(guān)， 不再存在與開關(guān)電源濾波結(jié)構(gòu)的電感和電容值相關(guān)的頻率補(bǔ)償問題， 既保證了系統(tǒng)的穩(wěn)定性， 也實(shí)現(xiàn)了自適應(yīng)控制。
求和比較器的電路結(jié)構(gòu)如圖3 所示。
圖3 求和比較器的電路結(jié)構(gòu)
該比較器結(jié)構(gòu)是折疊式的， MOS管M 1-M 6 組成3 對差分對。
實(shí)現(xiàn)3 組電壓和的比較是通過電流和的比較而實(shí)現(xiàn)的， MOS管M 1， M 3 和M 5 所形成的電流和通過MOS管m 16-m 17折疊到輸出緩沖電流鏡的m 15的漏端， 同樣M 2， M 4 和M 6 所形成的電流和通過MOS管m 18-m 19折疊到輸出緩沖電流鏡的m 14的漏端， 再經(jīng)MOS管m 9 獲得R 信號。也即脈沖寬度調(diào)制信號。
本文對利用CMOS求和比較器實(shí)現(xiàn)PWM電流控制方法進(jìn)行了闡述，該方法簡化了傳統(tǒng)電流控制接法的電路結(jié)構(gòu)，省略了誤差放大器，從而提高了輸出信號的速度和精度，減小了芯片的面積，降低了制作成本，有利于系統(tǒng)集成。理論上該方法具有輸出電壓穩(wěn)定、高速、精確的優(yōu)點(diǎn)，經(jīng)模擬和實(shí)驗(yàn)后應(yīng)可用于各種高效的電流PWM控制電路。
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